A. 請問這5個電容 等效電容如何計算
跟電阻網路的星和三角等效轉換一樣，但計算的程式就不同，
假設C1 C2 C4 為R1 R2 R4的星形電阻網路，等效轉換為三角網路時
R12=R1+R2+R1R2/R4
R14=R1+R4+R1R4/R2
R24=R2+R4+R2R4/R1
電容星形網路等效轉換為三角網路時計算方程就如下
C12=C1C2/(C1+C2+C4)
C14=C1C4/(C1+C2+C4)
C24=C2C4/(C1+C2+C4)
等效後如上圖，
C3//C14=C3+C14=設為Cx，C5//C24=C5+C24=設為Cy，
Cx串Cy=CxCy/(Cx+Cy)=設為Cz
U兩端等效容值=C12+Cz。
B. 求兩只電容並聯使用，等效電容是多大
電容並聯後總容量是兩者之和。
C. 電容串聯或並聯後其等效電容量如何計算
串聯電容跟並聯電阻一樣，並聯電容跟串聯電阻一樣
D. 兩個電容都為20,並聯後,等效電容為多少
兩個容量相同的電容並聯後容量增加一倍，串聯後減少一倍，應該是4：1的關系。
E. 電容充電電路的等效電阻如何計算
網路找了下，可參考如下。
PS：「求時間常數時，把電容以外的電路視為有源二端網路，將電源置零，然後求出有源二端網路的等效電阻即為R」。
根據以上，你的問題中的等效電阻應該是R1並上R2，即為R 。
F. 尼古拉·特斯拉線圈裡的「對地等效電容」是什麼東西什麼意思怎麼描述的
首先尼古拉·特斯拉大人他不是線圈. 其二那線圈叫磁暴線圈又名「特斯拉線圈」 最後線圈中的「對地等效電容」就是次級線圈地線接地後，放電端與地面形成的等效電容。放電端表面積越大
「對地等效電容」的容量就越大 起諧振作用
G. 電容器串聯等效電容值計算公式是什麼
把幾個電容器頭尾依次連接起來，叫做電容器的串聯
串聯電容器的兩端總電壓，等於各個電容器上的電壓之和
其總電容值為 式中C-串聯電容器的總電容；C1，C2，…，Cn-各電容器電容
[例]求圖1所示電路的等效電容及埠電壓
圖1[例]的圖解：等效電容1，則C=0.125(μF)埠電壓U=3+2-8=-3(V)為了使串聯電容器的電壓均勻分布，可在各電容器的兩端分別並聯大小相等的電阻，只要並聯電阻取值合理，可獲得很好的均壓效果
一般取均壓電阻為絕緣電阻1/10即可
H. 怎麼求等效電容
兩個電容並聯時，容量C=C1+C2 多個電容並聯時，容量相加。
兩個電容串聯時，容量C=C1*C2/(C1+C2) n.個電容串聯時，1/C=1/C1+1/C2+.......1/Cn。
其實這個和電阻是相反的。
I. 整個電路帶寬10m以上，輸入網路電容多大時時放大器不穩定
開關電容ADC及其驅動放大器之間的阻抗諧振匹配方法來源：今日電子 | 作者：美國模擬器件 Eric Newn Rob Reeder高采樣速率模數轉換器（ADC）通常用在現代無線接收器設計中，以中頻（IF）采樣速率採集復數調制的。這類設計通常都選用基於CMOS開關電容的ADC，因為它們的低成本和低功耗特點很吸引人。但這類ADC採用一種直接連接到采樣網路的無緩沖器的前端，這樣就會出現驅動ADC的放大器的輸入跟蹤和保持阻抗隨時間變化的問題。為了有效地驅動ADC，使雜訊最低和有用失真最小，必須設計一種無源網路介面幫助抑制寬頻雜訊，並對跟蹤阻抗和保持阻抗進行變換以便為驅動放大器提供更好的負載阻抗。針對幾種常見的IF頻率，本文中提出了一種諧振匹配方法，用於將跟蹤和保持阻抗轉換為比較容易計算的負載，從而實現抗鋸齒濾波器的精密設計。開關電容ADC開關電容ADC不帶緩沖器，以便能降低功耗。這種ADC的采樣保持放大器電路（SHA）主要包括一個輸入開關、一個輸入采樣電容器、一個采樣開關和一個放大器。如圖1所示，輸入開關直接連接驅動器和采樣電容器。輸入開關閉合時（跟蹤模式），驅動器電路驅動輸入電容器，當此模式結束時，輸入電容器開始對輸入進行采樣（捕獲）。而當輸入開關斷開時（保持模式），驅動器被輸入電容器隔離。ADC的跟蹤模式周期和保持模式周期大約相等。 點擊看原圖圖1 連接到放大器驅動器的開關電容ADC簡化輸入模型圖2 AD在跟蹤和保持兩種模式下的不同輸入頻率在SHA的跟蹤模式期間和保持模式期間，ADC輸入阻抗的狀態是不同的，這就很難使ADC的輸入阻抗與驅動電路之間始終匹配。因為ADC只能在跟蹤模式期間檢測輸入，所以在此期間輸入阻抗應與驅動電路匹配。輸入阻抗與頻率的關系主要由采樣電容器和通路中所有的寄生電容決定。為了精確地匹配阻抗，了解輸入阻抗和頻率的關系是非常必要的。圖2為AD在輸入頻率高達1GHz時的輸入阻抗特性。藍色曲線和紅色曲線分別表示ADC輸入SHA網路在跟蹤和保持模式下輸入電容阻抗的虛部（對應右邊的縱坐標）。在小於 MHz時，電容阻抗的虛部從跟蹤模式下的大於4pF變化到保持模式下的1pF。輸入SHA網路在跟蹤和保持模式下的輸入阻抗實部分別用橙色和綠色曲線表示（對應左邊的縱坐標）。正如預期的那樣，與保持模式相比，跟蹤模式下的阻抗值要低得多。帶緩沖器輸入的ADC阻抗在整個標稱寬頻內都保持恆定，而開關電容ADC的輸入阻抗在最初的MHz輸入帶寬內會產生很大變化。阻抗諧振匹配方法為了有效地將有用耦合到ADC的理想奈奎斯特（Nyuist）區內，必須要徹底了解ADC在有用頻率范圍內的跟蹤和保持阻抗。有幾家ADC商已經提供了供網路使用的散射參數和（或）阻抗參數。輸入阻抗數據可用於設計阻抗變換網路，其有助於捕獲有用並抑制其他頻率范圍內的無用。如果知道了任何輸入系統的差分輸入阻抗，那麼有可能設計出一個具有低損耗的電抗匹配網路。輸入阻抗可以用復數ZIN=R+jX表示，其中R表示輸入阻抗中的等效串聯電抗，X表示虛串聯電抗，這樣就可以找到一個將這種復數阻抗變換成負載的等效網路。通常，輸入阻抗被等效成一個並聯RC網路。為了找到一個等效的RC並聯網路，我們可以利用下述公式將阻抗轉換為導納。(1)有許多軟體程序可以計算復數的倒數，例如Matlab和MathCad，甚至像Excel的較新版本都有此功能。IF采樣和奈奎斯特區考慮只有當有用或頻率處於第一奈奎斯特區內時才會進行基帶采樣。但是，有些轉換器可以在高於第一奈奎斯特區的頻域內采樣，這被稱作欠采樣或是IF采樣。圖3示出如何用相對於80 MHz采樣頻率（Fs）的 MHz中頻來定義ADC的奈奎斯特區，實質上處於第四奈奎斯特區內。IF頻率的鏡像頻率可以映射到第一奈奎斯特區，這就好像在第一奈奎斯特區看到一個20 MHz的一樣。還應該注意到大多數FFT儀，例如ADC AnalyzerTM，只能第一奈奎斯特區或0～0.5Fs的FFT。因此，如果有用頻率高於0.5Fs，那麼鏡像頻率可被映射到第一奈奎斯特區或者常說的基帶。如果雜散頻率也在可用帶寬內，這樣就會使事情變得復雜。圖3 奈奎斯特區的定義那麼，當ADC偏離采樣頻率0.5Fs時怎能滿足奈奎斯特准則呢？這里重述Walt Kester在ADI高速IC研討會技術資料中介紹的&lo;奈奎斯特准則&ro;，即的采樣速率必須大於等於其帶寬的兩倍，才能保持的完整信息，該准則也可見式（2）。FS>2FBW (2)其中，Fs表示采樣頻率，FBW表示最高有用頻率。這里的關鍵是要注意有用頻率的位置。只要沒有重疊並且留在一個奈奎斯特區內，就可以滿足奈奎斯特准則。唯一不同的是有用頻率的位置從第一奈奎斯特區到了高階奈奎斯特區。 IF采樣已經越來越受歡迎，因為它允許設計工程師去除鏈中的混頻級電路。這樣就能提高性能，因為減少了鏈中元件總數量，實際上降低了引入系統的附加雜訊，從而進一步提高系統總的信噪比（SNR）。在某些情況下，這樣做還可以提高無雜散動態范圍性能（SFDR），因為消除了混頻級電路會降低本地振盪器（LO）通過混頻器引起的泄漏。在進行IF采樣時，對高頻抗鋸齒濾波器（AAF）的設計是相當重要的。在大多數情況下，AAF被設計在有用頻帶內的中心。在IF采樣應用中，恰當的濾波器設計是至關重要的，以便低奈奎斯特區內的低頻雜訊不會落入有用頻率所在的高階奈奎斯特區。而且，不良的濾波器設計會導致在本底雜訊的基帶鏡像出現過多的雜訊。圖4顯示了抗鋸齒濾波器的阻帶衰減特性。很顯然，系統動態范圍和帶通濾波器的階數有直接的關系。此外，系統的階數還依賴於系統的解析度。解析度越低，本底雜訊就越高，具有的混頻效應就越小，因此對系統的階數要求就越低。但是，有些高階 濾波器可能會在通帶中產生較多的紋波，這會對系統的性能起到反作用，因為其引發了相位失真和幅度失真。總之，在設計抗鋸齒濾波器時必須非常小心。抗鋸齒濾波器設計抗鋸齒濾波器有助於減少無用奈奎斯特區中的內容，否則會產生帶內混頻從而降低動態性能。通常採用LC網路設計抗鋸齒濾波器，而且必須要明確規范源阻抗和負載阻抗，以便獲得要求的阻帶特性和通頻帶特性。通常採用切比雪夫（Chebyshev）或巴特沃斯（Butterworth）多項式定義濾波器的傳遞函數。有幾種濾波器設計程序有助於簡化這個問題，例如NuHertz Technologies的Filter Free4.0或Agilent Technologies的ADS。另外，可以使用濾波器設計手冊來找到歸一化的原型濾波器參數值，然後根據要求的截止頻率和負載阻抗按適當比例進行設計。圖5(a)中提供了一個四階的歸一化原型濾波器實例。該濾波器遵循切比雪夫多項式，針對5:1的負載和源阻抗比，理論上可提供小於0.5dB的紋波。對於MHz的截止頻率和W的負載阻抗，其單端等效網路如圖5(b)表示。大多數高速ADC都能夠利用差分輸入介面完成高動態范圍IF采樣。因此有必要將單端網路轉換為如圖5(c)所示的差分網路。在轉換為最終的差分網路時，串聯阻抗實質上被減半了（見圖5(d)）。值得一提的是，試圖建立印製電路板（PCB）寄生元件模型以便選擇最佳的L和C值是很明智的做法。最終實現的網路採用了比理論值稍低的電感值，以便適應電路印製線的串聯電感。應該注意的是圖5(c)中的負載現在用圖5(d)中的ADC介面代替，包括一個分流電感器和共模偏置電阻器。偏置電阻為每個差分輸入端提供所需的直流偏置，並且與原來的跟蹤阻抗和諧振分流電感器結合起來共同為負載提供濾波器。考慮網路的品質因數是很重要的。負載和源阻抗的比例越大，就越需要注意元件值和布線的寄生效應。通常需要採用一些經驗性的反復試驗法來優化網路介面，以達到雜訊和失真性能的最佳組合。採用能精確地捕獲實際L和C寄生效應的元件模型對網路響應進行模擬是較為合適的。測試性能上例中的電路設計提供了優良動態性能（見圖6）。應該注意在有和沒有適當設計介面網路兩種情況下 SFDR和總諧波失真的差異。諧振分流電感器轉換了ADC的原始阻抗，從而為濾波器提供可預測的負載阻抗。另外，分流電感有助於吸收所有的低頻閃爍雜訊和DC失調，不然它們會破壞0Hz頻率附近的本底雜訊。抗鋸齒濾波器有助於抑制高頻寬頻雜訊，不然它們會造成帶內混頻，而且它還有助於抑制驅動放大器輸出端出現的高頻諧波。這樣就為工作在MHz中心頻率的高IF采樣接收器提供了一種合適的解決方案。整個2MHz帶寬內頻率響應的均勻性小於±0.2dB，並且其組延時小於10ns。圖6 在MHz頻率下用AD驅動AD前後的波形圖7提供了一個低頻率案例。該解決方案適合於可用帶寬為5 MHz的雙倍向下變頻IF采樣設計，其延時小於ns，通帶紋波小於±0.25dB。在這種案例中，採用AD差分放大器驅動14bit，65 Msps的AD CMOS ADC。還可以將同樣的設計方法用於先前的案例，會使級聯本底雜訊改進6dB以上，而SFDR可以提高10dB以上。圖7 在48MHz頻率下AD區動AD前後的波形感覺還是找個專業的問問好的 或者到硬之城上面找找有沒有這個型號 把資料弄下來慢慢研究研究
J. 兩個電容器串聯起來，等效電容是多少
c1乘以c2再除以c1加c2的和。比如3uf串聯6uf，（3X6）除以（3+6）=18除以9=2uf。